如发现有乱码，请点击下面链接浏览原文
正文摘录:

2006年第21期总第236对‰调制时，则：s(￡)一∑s；(f)一∑∑z。9…(5)此S(￡)即为C)FI)M信号，其中S，(￡)表示第z帧0FDM信号，{X。}(优一0，1，…，N一1)为一簇信号点，分别在第z帧0FDM的第m个副载波上传输。在接收端，可通过下式解调出{X。)：1r∞x。一寺ls(￡)蛾(f)出(6)』J一∞这就是OFDM的基本原理。当传输信道中出现多径传播时，在接收副载波间的正交性将被破坏，使得每个副载波上的前后传输符号间以及各副载波之间发生相互干扰。同时，为解决符号间干扰(ISI)的问题，在每个oFDM传输信号前插入由其进行周期扩展而来的保护间隔。只要多径时延不超过保护间隔，副载波间的正交性就不会被破坏。限于篇幅，不再详细介绍保护方法。1.20FDM系统的实现由上面的分析知，为了实现()FDM，需要利用一组正交的信号作为子载波。典型的正交信号是{1，COS亿，COS2nf，…，COSmn￡，sin门￡，sin20￡，…，sin，加f}。如果用这样一组正交信号作为子载波，以码元周期为T的不归零方波作为基带码型，调制后经无线信道发送出去。在接收端也是由这样一组正交信号在[O，T]内分别与发送信号进行相关运算实现解调。()FDM调制解调基本原理如图2，图3所示。图20FDM调制器图30FDM解调器在调制端，要发送的串行二进制数据经过数据编码器(如16QAM)形成了M个复数序列，这里D(m)一A(铆)一jB(研)。此复数序列经串并变换器变换后得到码元周期为丁的M路并行码(一帧)，码型选用不归零方波。用这M路并行码调制M个副载波来实现频分复用。所得到的波形可由下式表示：^4ld(￡)一∑[A(m)COSmint+B(优)sin叫。￡](7)式中：‰一27【／二，^一^+m△，，△厂一1／T为各副载波间的频率间隔；厶为1／丁的整倍数。在接收端，对d(f)用频率为厶的正弦或余弦信号在[O，刀内进行相关运算即可得到A(优)，B(优)，然后经并／串变换和数据解码后复原与发送端相同的数据序列。为了降低OFDM系统的复杂度和成本，人们考虑利用离散傅里叶变换(DFT)及其反变换(IDFT)来实现上述功能。上面式(7)可改写成如下形式：^仁ld(￡)：Re[≥：D(m)ej％‘](8)研一O如对d(f)以^一N／丁一1／At(N为大于或等于M的正整数，其物理意义为信道数，在这里N—M)的抽样速率进行采样(满足六＞2厂m。；，^。。为d(f)的频谱的最高频率，可防止频率混叠)，则在主值区间￡一[O，丁]内可得到N点离散序d(72)，其中n—o，1，…，N一1。抽样时刻为￡一nat，则：M一1d(月)一Re[∑D(m)ej骱](9)掰=0可以看出，式(9)正好是D(m)的离散傅里叶逆变换(IDFT)的实部，即：d(n)：Re[IDFT(D(m))](10)这说明，如果在发送端对D(m)做IDFT，将结果经信道发送至接收端，然后对接收到的信号再做DFT，取其实路，则可以不失真地恢复出原始信号D(研)。这样就可以用离散傅立变换来实现oFDM信号的调制与解调，其实现框图如图4所示。(b)解调器图4用DF’r实现的oFDM系统用DFT及IDFT来实现0FDM系统，大大降低了系统的复杂度，减小了系统成本，为()FDM的广泛应用奠定了基础。在多径信道下，接收信号在时域上是发送信号和信道脉冲响应的卷积，而在频域上则是发送信号和信道频域响应的乘积。信道的频域响应可通过在各个符号中插人的基准电平信号(导频)直接获得，从而使多载波信号的均衡可通过简单的单点均衡器来完成，这也是()FDM系统的一大优点。相对单载波系统，多载波OFDM系统存在着峰平比高和对相位噪声敏感等缺点，这要求发射机的功率放大器具有更宽的线性范围，同时要求接收机采用相位噪声系数更小的调谐器和其他模拟器件，从而增加了系统成本。